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「桥式整流器」6大常见电源设计电源电路，开关电源技术工程师必需专业知识秘笈( 二 )


可以使用后级稳压器或假负载来防止输出端电压在此类情况下升高。然而，由于后级稳压器或假负载会造成成本增加和效率降低，因而它们缺乏足够的吸引力，特别是在近年来对多种消费类应用中的空载和/或待机输入功耗的法规要求越来越严格的情况下，这一设计开始受到冷落。图3中所示的有源并联稳压器不仅可以解决稳压问题，还能够最大限度地降低成本和效率影响。
「桥式整流器」6大常见电源设计电源电路，开关电源技术工程师必需专业知识秘笈
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图3：用于多路输出反激式转换器的有源并联稳压器。
该电路的工作方式如下：两个输出端都处于稳压范围时，电阻分压器R14和R13会偏置三极管Q5，进而使Q4和Q1保持在关断状态。在这样的工作条件下，流经Q5的电流便充当5V输出端很小的假负载。
5V输出端与3.3V输出端的标准差异为1.7V。当负载要求从3.3V输出端获得额外的电流，而从5V输出端输出的负载电流并未等量增加时，其输出电压与3.3V输出端的电压相比将会升高。由于电压差异约超过100 mV，Q5将偏置截止，从而导通Q4和Q1并允许电流从5V输出端流到3.3V输出端。该电流将降低5V输出端的电压，进而缩小两个输出端之间的电压差异。
Q1中的电流量由两个输出端的电压差异决定。因此，该电路可以使两个输出端均保持稳压，而不受其负载的影响，即使在3.3V输出端满载而5V输出端无负载这样最差的情况下，仍能保持稳压。设计中的Q5和Q4可以提供温度补偿，这是由于每个三极管中的VBE温度变化都可以彼此抵消。二极管D8和D9不是必需的器件，但可用于降低Q1中的功率耗散，从而无需在设计添加散热片。
该电路只对两个电压之间的相对差异作出反应，在满载和轻负载条件下基本不起作用。由于并联稳压器是从5V输出端连接到3.3V输出端，因此与接地的并联稳压器相比，该电路的有源耗散可以降低66%。其结果是在满载时保持高效率，从轻负载到无负载的功耗保持较低水平。
4、采用StackFET的高压输入开关电源使用三相交流电进行工作的工业设备常常需要一个可以为模拟和数字电路提供稳定低压直流电的辅助电源级。此类应用的范例包括工业传动器、UPS系统和能量计。
此类电源的规格比现成的标准开关所需的规格要严格得多。不仅这些应用中的输入电压更高，而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常宽的波动—包括跌落时间延长、电涌以及一个或多个相的偶然丢失。而且，此类辅助电源的指定输入电压范围可以达到57 VAC至580 VAC之宽。
设计如此宽范围的开关电源可以说是一大挑战，主要在于高压MOSFET的成本较高以及传统的PWM控制环路的动态范围的限制。StackFET技术允许组合使用不太昂贵的、额定电压为600V的低压MOSFET和Power Integrations提供的集成电源控制器，这样便可设计出简单便宜并能够在宽输入电压范围内工作的开关电源。
图4：采用StackFET技术的三相输入3W开关电源。
该电路的工作方式如下：电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统，甚至来自单相系统。三相整流器由二极管D1-D8构成。电阻R1-R4可以提供浪涌电流限制。如果使用可熔电阻，这些电阻便可在故障期间安全断开，无需单独配备保险丝。pi滤波器由C5、C6、C7、C8和L1构成，可以过滤整流直流电压。
电阻R13和R15用于平衡输入滤波电容之间的电压。
当集成开关内的MOSFET导通时，Q1的源端将被拉低，R6、R7和R8将提供栅极电流，并且VR1到VR3的结电容将导通Q1。齐纳二极管VR4用于限制施加给Q1的栅极源电压。当U1内的MOSFET关断时，U1的最大化漏极电压将被一个由VR1、VR2和VR3构成的450 V箝位网络箝位。这会将U1的漏极电压限制到接近450 V。
与Q1相连的绕组结束时的任何额外电压都会被施加给Q1。这种设计可以有效地分配Q1和U1之间的整流输入直流电压和反激式电压总量。电阻R9用于限制开关切换期间的高频振荡，由于反激间隔期间存在漏感，箝位网络VR5、D9和R10则用于限制初级上的峰值电压。


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