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『』您真的能通过运算放大器实现ppm精度吗？( 四 )


我们还没有讨论压摆增强型放大器 。 这些设计在差分输入较大的情况下不会耗尽电流 。 遗憾的是 ， 差分输入较小的场合仍会导致gm出现与所讨论的输入幅度类似的变化 ， 并且低失真仍需要有较大的频率环路增益 。
由于我们要寻找的是ppm级的失真度 ， 所以我们不会以接近压摆率限值的任何方式运行放大器 ， 所以十分异常的压摆率不是ppm级频率线性度的重要参数 ， 只考虑GBW即可 。
前面 ， 我们讨论了单极补偿设计模式的开环增益 。 并不是所有运算放大器都以该方式提供补偿 。 通常 ， 开环增益可从数据手册的曲线中找到 ， 而方程式中的GBW/(GNOISE × fSIGNAL)就是频率的开环增益 。
增益节点误差
接下来 ， 我们来看图1中的R1和R2 。 这些电阻连同输入gm提供放大器的开环直流增益：gm × (R1||R2) 。 原理图中绘制的这些电阻带有可变的非线性删除线 。 这些电阻的非线性度体现了放大器的空载失真度 。 而且 ， R1会从正电源施加影响 ， 以致于直流正电源电压抑制比(PSRR+)约等于gm × R1 。 同理 ， R2负责PSRR– 。 请注意 ， 为什么PSRR的幅度几乎等于开环增益？CCOMPP和CCOMPM向R1和R2注入类似的电源信号；它们在频率范围内设置PSRR+和PSRR– 。
增益适度(<<106)的放大器的线性度可能很好 ， 但适度增益会限制增益精度 。
电源端口可能会导致失真 。 如果输出级驱动的负载较大 ， 其中某个电源就会提供负载电流 。 在一定频率下 ， 远端电源的远程调制能力可能很小 ， 以致于运算放大器的旁路电容成为实际的电源 。 通过旁路电容后 ， 电源电流下降 。 下降幅度取决于ESR、ESL和电抗 ， 并且它们会造成电源干扰 。 由于输出为AB类 ， 所以只有一半的输出电流波形会调制电源 ， 形成平稳的谐波失真 。 频率范围内的PSRR可降低电源干扰 。 例如 ， 如果我们观察到电源干扰为50 mV p-p ， 并希望PSRR抑制电源输入干扰使其在输出端降至低于5 μV p-p ， 则PSRR在信号频率下需达到80 dB 。 估算PSRR(f)~Avol(f) ， GBW为15 MHz的放大器在低于1500 Hz的频率下则会拥有充足的PSRR 。
输出级失真
图1中的最后一项是输出级 ， 输出级在本文中被视为缓冲区 。 图7展示了一个典型的输出级转换函数 。
『』您真的能通过运算放大器实现ppm精度吗？
本文插图

图7.不同负载的输出缓冲区的转换函数
对于不同的负载 ， 我们可看到四种误差 。 首先是削波：尽管假设该输出级的标称增益为1 ， 但它不完全是轨到轨输出级 。 这种情况下 ， 甚至空载输出时 ， 每个电源轨也会削波100 mV 。 随着负载增加（降低负载电阻） ， 输出电压会逐步削减 。 显然 ， 削波会严重影响失真 ， 而且必须降低输出摆幅才能避免削波 。
下一种误差是增益压缩 ， 当转换函数的曲率达到信号极限情况时 ， 我们会看到这种现象 。 随着负载增加 ， 在电压早期阶段就会出现压缩 。 同削波一样 ， 在这种机制下 ， 通常无法实现ppm级失真 。 这种压缩通常是由输出级较小而难以满足输出需要的电流所致 。 最好的解决方案是 ， 使放大器提供的线性、无压缩最大输出电流仅约为输出短路电流的35% 。
另一种显著的失真来源在于交越区约为VIN = 0 。 空载时 ， 交越扭结可能不那么明显 。 但随着负载增加 ， 我们可看到绿色曲线的扭结增加 。 估算交越失真通常需要强大的电源电流 。
最后一种失真比较难以理解 。 由于有些放大器电路输出正电压和电流 ， 还有一些输出负信号 ， 所以无法保证它们具有相同的增益 ， 特别是在带负载时 。 图7显示了负载时负信号的增益减少情况 。
通过环路增益可降低所有这些失真 。 如果输出级的失真为3% ， 那么环路增益需要为30,000才能达到–120 dBc电平 。 当然 ， 这种情况发生在GBW/(30,000 × GNOISE)频率以下 ， 对于15 MHz的放大器通常为1 kHz机制 。


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